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主题:电源设计经验谈1-5

1:为您的电源选择正确的工作频率 欢迎来到电源设计经验谈!随着现在 对更高效、更低成本电源解决方案需求的 强调,我们创建了该专栏,就各种电源管 理课题提出一些对您有帮助的小技巧。该 专栏面向各级设计工程师。无论您是从事 电源业务多年还是刚刚步入电源领域,您 都可以在这里找到一些极其有用的信息, 以帮助您迎接下一个设计挑战 为您的电源选择最佳的工作频率是 一个复杂的权衡过程,其中包括尺寸、效 率以及成本。通常来说,低频率设计往往 是最为高效的,但是其尺寸最大且成本也 最高。虽然调高频率可以缩小尺寸并降低 成本,但会增加电路损耗。接下来,我们 使用一款简单的降压电源来描述这些权 衡过程。 我们以滤波器组件作为开始。这些组 件占据了电源体积的大部分,同时滤波器 的尺寸同工作频率成反比关系。另一方面, 每一次开关转换都会伴有能量损耗;工作 频率越高,开关损耗就越高,同时效率也 就越低。其次,较高的频率运行通常意味 着可以使用较小的组件值。因此,更高频 率运行能够带来极大的成本节约。 图 1 显示的是降压电源频率与体积 的关系。频率为 100 kHz 时,电感占据 了电源体积的大部分(深蓝色区域)。如果 我们假设电感体积与其能量相关,那么其 体积缩小将与频率成正比例关系。由于某 种频率下电感的磁芯损耗会极大增高并 限制尺寸的进一步缩小,因此在此情况下 上述假设就不容乐观了。如果该设计使用 陶瓷电容,那么输出电容体积(褐色区域) 便会随频率缩小,即所需电容降低。另一 方面,之所以通常会选用输入电容,是因 为其具有纹波电流额定值。该额定值不会 随频率而明显变化,因此其体积(黄色区域) 往往可以保持恒定。另外,电源的半导体 部分不会随频率而变化。这样,由于低频 开关,无源器件会占据电源体积的大部分。 当我们转到高工作频率时,半导体(即半导 体体积,淡蓝色区域)开始占据较大的空间 比例。

 

该曲线图显示半导体体积本质上并 未随频率而变化,而这一关系可能过于简 单化。与半导体相关的损耗主要有两类: 传导损耗和开关损耗。同步降压转换器中 的传导损耗与 MOSFET 的裸片面积成反 比关系。MOSFET 面积越大,其电阻和传 导损耗就越低。 开关损耗与 MOSFET 开关的速度以 及 MOSFET 具有多少输入和输出电容有 关。这些都与器件尺寸的大小相关。大体 积器件具有较慢的开关速度以及更多的 电容。图 2 显示了两种不同工作频率 (F) 的关系。传导损耗 (Pcon)与工作频率无 关,而开关损耗 (Psw F1 和 Psw F2) 与 工作频率成正比例关系。因此更高的工作 频率 (Psw F2) 会产生更高的开关损耗。 当开关损耗和传导损耗相等时,每种 工作频率的总损耗最低。另外,随着工作 频率提高,总损耗将更高。 但是,在更高的工作频率下,最佳裸 片面积较小,从而带来成本节约。实际上, 在低频率下,通过调整裸片面积来最小化 损耗会带来极高成本的设计。但是,转到 更高工作频率后,我们就可以优化裸片面 积来降低损耗,从而缩小电源的半导体体 积。这样做的缺点是,如果我们不改进半 导体技术,那么电源效率将会降低。如前 所述,更高的工作频率可缩小电感体积; 所需的内层芯板会减少。更高频率还可降 低对于输出电容的要求。有了陶瓷电容, 我们就可以使用更低的电容值或更少的 电容。这有助于缩小半导体裸片面积,进 而降低成本。

 

电源设计经验谈 2:驾驭噪声电源

无噪声电源并非是偶然设计出来的。 一种好的电源布局是在设计时最大程度 的缩短实验时间。花费数分钟甚至是数小 时的时间来仔细查看电源布局,便可以省 去数天的故障排查时间。图 1 显示的是 电源内部一些主要噪声敏感型电路的结 构图。将输出电压与一个参考电压进行比 较以生成一个误差信号,然后再将该信号 与一个斜坡相比较,以生成一个用于驱动功率级的 PWM(脉宽调制)信号。电源噪 声主要来自三个地方:误差放大器输入与 输出、参考电压以及斜坡。对这些节点进 行精心的电气设计和物理设计有助于最 大程度地缩短故障诊断时间。一般而言, 噪声会与这些低电平电路电容耦合。一种 卓越的设计可以确保这些低电平电路的 紧密布局,并远离所有开关波形。接地层 也具有屏蔽作用。误差放大器输入端可能 是电源中最为敏感的节点,因为其通常具 有最多的连接组件。如果将其与该级的极 高增益和高阻抗相结合,后患无穷。在布 局过程中,您必须最小化节点长度,并尽 可能近地将反馈和输入组件靠近误差放 大器放臵。如果反馈网络中存在高频积分 电容,那么您必须将其靠近放大器放臵, 其他反馈组件紧跟其后。并且,串联电阻 -电容也可能形成补偿网络。最理想的结果 是,将电阻靠近误差放大器输入端放臵, 这样,如果高频信号注入该电阻-电容节点 时,那么该高频信号就不得不承受较高的 电阻阻抗—而电容对高频信号的阻抗则 很小。斜坡是另一个潜在的会带来噪声问 题的地方。斜坡通常由电容器充电(电压模 式)生成,或由来自于电源开关电流的采样 (电流模式)生成。通常,电压模式斜坡并 不是一个问题,因为电容对高频注入信号 的阻抗很小。而电流斜坡却较为棘手,因 为存在了上升边沿峰值、相对较小的斜坡 振幅以及功率级寄生效应。

 

2 显示了电流斜坡存在的一些问 题。第一幅图显示了上升边沿峰值和随后 产生的电流斜坡。比较器(根据其不同速度) 具 有 两 个 电 压 结 点 (potential trip points),结果是无序控制运行,听起来更 像是煎熏肉的声音。 利用控制 IC 中的上升边沿消隐可 以很好地解决这一问题,其忽略了电流波 形的最初部分。波形的高频滤波也有助于 解决该问题。同样也要将电容器尽可能近 地靠近控制 IC 放臵。正如这两种波形表 现出来的那样,另一种常见的问题是次谐 波振荡。这种宽-窄驱动波形表现为非充 分斜率补偿。向当前斜坡增加更多的电压 斜坡便可以解决该问题。尽管您已经相当 仔细地设计了电源布局,但是您的原型电 源还是存在噪声。这该怎么办呢?首先, 您要确定消除不稳定因素的环路响应不 存在问题。有趣的是,噪声问题可能会看 起来像是电源交叉频率上的不稳定。但真 正的情况是该环路正以其最快响应速度 纠出注入误差。同样,最佳方法是识别出 噪声正被注入下列三个地方之一:误差放 大器、参考电压或斜坡。您只需分步解决 便可!第一步是检查节点,看斜坡中是否 存在明显的非线性,或者误差放大器输出 中是否存在高频率变化。如果检查后没有 发现任何问题,那么就将误差放大器从电 路中取出,并用一个清洁的电压源加以代 替。这样您应该就能够改变该电压源的输 出,以平稳地改变电源输出。如果这样做 奏效的话,那么您就已经将问题范围缩小 至参考电压和误差放大器了。 有时,控制 IC 中的参考电压易受开 关波形的影响。利用添加更多(或适当)的 旁路可能会使这种状况得到改善。另外, 使用栅极驱动电阻来减缓开关波形也可 能会有助于解决这一问题。如果问题出在 误差放大器上,那么降低补偿组件阻抗会 有所帮助,因为这样降低了注入信号的振 幅。如果所有这些方法都不奏效,那么就 从印刷电路板将误差放大器节点去除。对 补偿组件进行架空布线 (air wiring) 可 以帮助我们识别出哪里有问题。

电源设计经验谈 3:阻尼输入滤波器——第一部分 开关调节器通常优于线性调节器,因 为它们更高效,而开关拓扑结构则十分依 赖输入滤波器。这种电路元件与电源的典 型负动态阻抗相结合,可以诱发振荡问题。 本文将阐述如何避免此类问题的出现。 一般而言,所有的电源都在一个给定 输入范围保持其效率。因此,输入功率或 多或少地与输入电压水平保持恒定。图 1 显示的是一个开关电源的特征。随着电压 的下降,电流不断上升。

负输入阻抗 电压-电流线呈现出一定的斜率,其从 本质上定义了电源的动态阻抗。这根线的 斜率等于负输入电压除以输入电流。也就 是说,由 Pin = V . I,可以得出 V = Pin/I; 并由此可得 dV/dI = –Pin/I2 或 dV/dI ≈ –V/I。该近似值有些过于简单,因为 控制环路影响了输入阻抗的频率响应。但 是很多时候,当涉及电流模式控制时这种 简单近似值就已足够了。 为什么需要输入滤波器 开关调节器输入电流为非连续电流, 并且在输入电流得不到滤波的情况下其 会中断系统的运行。大多数电源系统都集 成了一个如图 2 所示类型的滤波器。电 容为功率级的开关电流提供了一个低阻 抗,而电感则为电容上的纹波电压提供了 一个高阻抗。该滤波器的高阻抗使流入源 极的开关电流最小化。在低频率时,该滤 波器的源极阻抗等于电感阻抗。在您升高 频率的同时,电感阻抗也随之增加。在极 高频率时,输出电容分流阻抗。在中间频 率时,电感和电容实质上就形成了一种并 联谐振电路,从而使电源阻抗变高,呈现 出较高的电阻。 大多数情况下,峰值电源阻抗可以通 过首先确定滤波器 (Zo) 的特性阻抗来估 算得出,而滤波器特性阻抗等于电感除以 电容所得值的平方根。这就是谐振下电感 或者电容的阻抗。接下来,对电容的等效 串联电阻 (ESR) 和电感的电阻求和。这样 便得到电路的 Q 值。峰值电源阻抗大约 等于 Zo 乘以电路的 Q 值。振荡 但是,开关的谐振滤波器与电源负阻 抗耦合后会出现问题。图 3 显示的是在 一个电压驱动串联电路中值相等、极性相 反的两个电阻。这种情况下,输出电压趋 向于无穷大。当您获得由谐振输入滤波器 等效电阻所提供电源的负电阻时,您也就 会面临一个类似的电源系统情况;这时, 电路往往就会出现振荡。

 

电源设计经验谈 4:阻尼输入滤波器系列之第二部分 控制源极阻抗 在“电源设计经验谈 3”中,我们讨 论了输入滤波器的源极阻抗如何变得具 有电阻性,以及其如何同开关调节器的负 输入阻抗相互作用。在极端情况下,这些 阻抗振幅可以相等,但是其符号相反从而 构成了一个振荡器。业界通用的标准是输 入滤波器的源极阻抗应至少比开关调节 器的输入阻抗低 6dB,作为最小化振荡概 率的安全裕度。输入滤波器设计通常以根 据纹波电流额定值或保持要求选择输入 电容(图 1 所示 CO) 开始的。第二步通常包括根据系统的 EMI 要求选择电感 (LO)。正如我们上个 月讨论的那样,在谐振附近,这两个组件 的源极阻抗会非常高,从而导致系统不稳 定。图 1 描述了一种控制这种阻抗的方 法,其将串联电阻 (RD) 和电容 (CD) 与 输入滤波器并联放臵。利用一个跨接 CO 的电阻,可以阻尼滤波器。但是,在大多 数情况下,这样做会导致功率损耗过高。 另一种方法是在滤波器电感的两端添加 一个串联连接的电感和电阻有趣的是,一 旦选择了四个其他电路组件,那么就会有 一个阻尼电阻的最佳选择。图 2 显示的 是不同阻尼电阻情况下这类滤波器的输 出阻抗。红色曲线表示过大的阻尼电阻。 请思考一下极端的情况,如果阻尼电阻器 开启,那么峰值可能会非常的高,且仅由 CO 和 LO 来设定。蓝色曲线表示阻尼电 阻过低。如果电阻被短路,则谐振可由两 个电容和电感的并联组合共同设臵。绿色 曲线代表最佳阻尼值。利用一些包含闭型 解的计算方法(见参考文献 1)就可以很轻 松地得到该值。

 

选择阻尼电阻 在选择阻尼组件时,图 3 非常有用。 该图是通过使用 RD Middlebrook 建立 的闭型解得到的。横坐标为阻尼滤波器输 出阻抗与未阻尼滤波器典型阻抗 (ZO = (LO/CO)1/2) 的比。纵坐标值有两个: 阻 尼电容与滤波器电容 (N) 的比;以及阻 尼电阻同该典型阻抗的比。利用该图,首 先根据电路要求来选择 LO 和 CO,从 而得到 ZO。随后,将最小电源输入阻抗 除以二,得到您的最大输入滤波器源极阻 抗 (6dB)。

最小电源输入阻抗等于 Vinmin2/Pmax。 只需读取阻尼电容与滤波器电容的比以 及阻尼电阻与典型阻抗的比, 您便可以计 算得到一个横坐标值。例如,一个具有 10µH 电感和 10µH 电容的滤波器具有 Zo = (10µH/10 µF)1/2 = 1 Ohm 的典型 阻抗。如果它正对一个 12V 最小输入的 12W 电源进行滤波,那么该电源输入阻 抗将为 Z = V2/P = 122/12 = 12 Ohms。 这样,最大源极阻抗应等于该值的二分之 一, 也即 6 Ohms。现在,在 6/1 = 6 的 X 轴上输入该图,那么,CD/CO = 0.1,即 1 µF,同时 RD/ZO = 3,也即 3 Ohms。

 

 

电源设计经验谈 5:降压—升压电源设计中降压控制器的使用 电子电路通常都工作在正稳压输出 电压下,而这些电压一般都是由降压稳压 器来提供的。如果同时还需要负输出电压, 那么在降压—升压拓扑中就可以配臵相 同的降压控制器。负输出电压降压—升压 有时称之为负反向,其工作占空比为 50%, 可提供相当于输入电压但极性相反的输 出电压。其可以随着输入电压的波动调节 占空比,以“降压”或“升压”输出电压 来维持稳压。 图 1 显示了一款精简型降压—升压 电路,以及电感上出现的开关电压。这样 一来该电路与标准降压转换器的相似性 就会顿时明朗起来。实际上,除了输出电 压和接地相反以外,它和降压转换器完全 一样。这种布局也可用于同步降压转换器。 这就是与降压或同步降压转换器端相类 似的地方,因为该电路的运行与降压转换 器不同。 FET 开关时出现在电感上的电压不同 于降压转换器的电压。正如在降压转换器 中一样,平衡伏特-微秒 (V-μs) 乘积以防 止电感饱和是非常必要的。当 FET 为开 启时(如图 1 所示的 ton 间隔),全部输 入电压被施加至电感。这种电感“点”侧 上的正电压会引起电流斜坡上升,这就带 来电感的开启时间 V-μs 乘积。FET 关闭 (toff) 期间,电感的电压极性必须倒转以 维持电流,从而拉动点侧为负极。电感电 流斜坡下降,并流经负载和输出电容,再 经二极管返回。电感关闭时 V-μs 乘积必 须等于开启时 V-μs 乘积。由于 Vin 和 Vout 不变,因此很容易便可得出占空比 (D) 的表达式:D=Vout/(Vout " Vin)。 这种控制电路通过计算出正确的占空比 来维持输出电压稳压。上述表达式和图 1 所示波形均假设运行在连续导电模式下。

 

降压—升压电感必须工作在比输出 负载电流更高的电流下。其被定义为 IL = I<SUBOUT< sub>/(1-D),或只是输入电 流与输出电流相加。对于和输入电压大小 相等的负输出电压(D = 0.5)而言,平均电 感电流为输出的 2 倍。 有趣的是,连接输入电容返回端的方 法有两种,其会影响输出电容的 rms 电 流。典型的电容布局是在 +Vin 和 Gnd 之间,与之相反,输入电容可以连接在 +Vin 和 "V<SUBOUT< sub> 之间。利用 这种输入电容配臵可降低输出电容的 rms 电流。然而,由于输入电容连接至 "Vout, 因此 "Vout 上便形成了一个电容性分压 器。这就在控制器开始起作用以前,在开 启时间的输出上形成一个正峰值。为了最 小化这种影响,最佳的方法通常是使用一 个比输出电容要小得多的输入电容,请参 见图 2 所示的电路。输入电容的电流在 提供 dc 输出电流和吸收平均输入电流 之间相互交替。rms 电流电平在最高输入 电流的低输入电压时最差。因此,选择电 容器时要多加注意,不要让其 ESR 过高。 陶瓷或聚合物电容器通常是这种拓扑较 为合适的选择。

 

必须要选择一个能够以最小输入电 压减去二极管压降上电的控制器,而且在 运行期间还必须能够承受得住 Vin 加 Vout 的电压。FET 和二极管还必须具有 适用于这一电压范围的额定值。通过连接 输出接地的反馈电阻器可实现对输出电 压的调节,这是由于控制器以负输出电压 为参考电压。只需精心选取少量组件的值, 并稍稍改动电路,降压控制器便可在负输 出降压—升压拓扑中起到双重作用。

电源设计经验谈 6:精确测量电源纹波 精确地测量电源纹波本身就是一门 艺术。在图 1 所示的示例中,一名初级 工程师完全错误地使用了一台示波器。他 的第一个错误是使用了一支带长接地引 线的示波器探针;他的第二个错误是将探 针形成的环路和接地引线均臵于电源变 压器和开关元件附近;他的最后一个错误 是允许示波器探针和输出电容之间存在 多余电感。该问题在纹波波形中表现为高 频拾取。在电源中,存在大量可以很轻松 地与探针耦合的高速、大信号电压和电流 波形,其中包括耦合自电源变压器的磁场, 耦合自开关节点的电场,以及由变压器互 绕电容产生的共模电流。 利用正确的测量方法可以大大地改 善测得纹波结果。首先,通常使用带宽限 制来规定纹波,以防止拾取并非真正存在 的高频噪声。我们应该为用于测量的示波 器设定正确的带宽限制。其次,通过取掉 探针“帽”,并构成一个拾波器(如图 2 所示),我们可以消除由长接地引线形成的 天线。将一小段线缠绕在探针接地连接点 周围,并将该接地连接至电源。这样做可 以缩短暴露于电源附近高电磁辐射的端 头长度,从而进一步减少拾波。 最后,在隔离电源中,会产生大量流 经探针接地连接点的共模电流。这就在电 源接地连接点和示波器接地连接点之间 形成了压降,从而表现为纹波。要防止这 一问题的出现,我们就需要特别注意电源 设计的共模滤波。另外,将示波器引线缠 绕在铁氧体磁心周围也有助于

 

最小化这种电流。这样就形成了一个 共模电感器,其在不影响差分电压测量的 同时,还减少了共模电流引起的测量误差。 2 显示了该完全相同电路的纹波电压, 其使用了改进的测量方法。这样,高频峰 值就被真正地消除了。

 

实际上,集成到系统中以后,电源纹 波性能甚至会更好。在电源和系统其他组 件之间几乎总是会存在一些电感。这种电 感可能存在于布线中,抑或只有蚀刻存在 PWB 上。另外,在芯片周围总是会存 在额外的旁路电容,它们就是电源的负载。 这二者共同构成一个低通滤波器,进一步 降低了电源纹波和/或高频噪声。在极端 情况下,电流短时流经 15 nH 电感和 10 μF 旁路电容的一英寸导体时,该滤波器 的截止频率为 400 kHz。这种情况下,就 意味着高频噪声将会得到极大降低。许多 情况下,该滤波器的截止频率会在电源纹 波频率以下,从而有可能大大降低纹波。 经验丰富的工程师应该能够找到在其测 试过程中如何运用这种方法的途径。

电源设计经验谈 7:高效驱动 LED 离线式照明 用切实可行的螺纹旋入式 LED 来替 代白炽灯泡可能还需要数年的时间,而在 建筑照明中 LED 的使用正在不断增长, 其具有更高的可靠性和节能潜力。同大多 数电子产品一样,其需要一款电源来将输 入功率转换为 LED 可用的形式。在路灯 应 用 中 , 一 种 可 行 的 配 臵 是 创 建 300V/0.35 安 培 负 载 的 80 个串联的 LED。在选择电源拓扑结构时,需要制定 隔离和功率因数校正 (PFC) 相关要求。 隔离需要大量的安全权衡研究,其中包括 提供电击保护需求和复杂化电源设计之 间的对比权衡。在这种应用中,LED 上存 在高压,一般认为隔离是非必需的,而 PFC 才是必需的,因为在欧洲 25 瓦以 上的照明均要求具有 PFC 功能,而这款 产品正是针对欧洲市场推出的。 就这种应用而言,有三种可选电源拓 扑:降压拓扑、转移模式反向拓扑和转移 模式 (TM) 单端初级电感转换器 (SEPIC) 拓扑。当 LED 电压大约为 80 伏特时, 降压拓扑可以非常有效地被用于满足谐 波电流要求。在这种情况下,更高的负载 电压将无法再继续使用降压拓扑。那么, 此时较为折中的方法就是使用反向拓扑和 SEPIC 拓扑。SEPIC 具有的优点是, 其可钳制功率半导体器件的开关波形,允 许使用较低的电压,从而使器件更为高效。 在该应用中,可以获得大约 2% 的效率提 高。另外,SEPIC 中的振铃更少,从而使 EMI 滤波更容易。图 1 显示了这种电源 的原理图

 

该电路使用了一个升压 TM PFC 控 制器来控制输入电流波形。该电路以离线 为 C6 充电作为开始。一旦开始工作,控 制器的电源就由一个 SEPIC 电感上的辅 助绕组来提供。一个相对较大的输出电容 将 LED 纹波电流限定在 DC 电流的 20%。补充说明一下,TM SEPIC 中的 AC 电通量和电流非常高,需要漆包绞线和低 损耗内层芯板来降低电感损耗。图 2 和 图 3 显示了与图 1 中原理图相匹配的 原型电路的实验结果。与欧洲线路范围相 比,其效率非常之高,最高可达 92%。这 一高效率是通过限制功率器件上的振铃 实现的。另外,正如我们从电流波形中看 到的一样,在 96% 效率以上时功率因数 非常好。有趣的是,该波形并非纯粹的正 弦曲线,而是在上升沿和下降沿呈现出一 些斜度,这是电路没有测量输入电流而只 对开关电流进行测量的缘故。但是,该波 形还是足以通过欧洲谐波电流要求的。

 

 

电源设计经验谈 8:通过改变电源频率来降低 EMI 性能 在测定 EMI 性能时,您是否发现无 论您采用何种方法滤波都依然会出现超 出规范几 dB 的问题呢?有一种方法或 许可以帮助您达到 EMI 性能要求,或简 化您的滤波器设计。这种方法涉及了对电 源开关频率的调制,以引入边带能量,并 改变窄带噪声到宽带的发射特征,从而有 效地衰减谐波峰值。需要注意的是,总体 EMI 性能并没有降低,只是被重新分布了。 利用正弦调制,可控变量的两个变量 为调制频率 (fm) 以及您改变电源开关 频率 (Δf) 的幅度。调制指数 (Β) 为这两 个变量的比: Β=Δf/ fm 图 1 显示了通过正弦波改变调制指 数产生的影响。当 Β=0 时,没有出现频 移,只有一条谱线。当 Β=1 时,频率特 征开始延伸,且中心频率分量下降了 20%。 当 Β=2 时,该特征将进一步延伸,且最 大频率分量为初始状态的 60%。频率调制 理论可以用于量化该频谱中能量的大小。 Carson 法则表明大部分能量都将被包 含在 2 * (Δf + fm) 带 图 2 显示了更大的调制指数,并表 明降低 12dB 以上的峰值 EMI 性能是 有可能的。

 

选取调制频率和频移是两个很重要 的方面。首先,调制频率应该高于 EMI 接 收机带宽,这样接收机才不会同时对两个 边带进行测量。但是,如果您选取的频率 太高,那么电源控制环路可能无法完全控 制这种变化,从而带来相同速率下的输出 电压变化。另外,这种调制还会引起电源 中出现可闻噪声。因此,我们选取的调制 频率一般不能高出接收机带宽太多,但要 大于可闻噪声范围。很显然,从图 2 我 们可以看出,较大地改变工作频率更为可 取。然而,这样会影响到电源设计,意识 到这一点非常重要。也就是说,为最低工 作频率选择磁性元件。此外,输出电容还 需要处理更低频率运行带来的更大的纹 波电流。 图 3 对有频率调制和无频率调制的 EMI 性能测量值进行了对比。此时的调制 指数为 4,正如我们预料的那样,基频下 EMI 性能大约降低了 8dB。其他方面也 很重要。谐波被抹入 (smear into) 同其 编号相对应的频带中,即第三谐波延展至 基频的三倍。这种情况会在一些较高频率 下重复,从而使噪声底限大大高于固定频 率的情况。因此,这种方法可能并不适用 于低噪声系统。但是,通过增加设计裕度 和最小化 EMI 滤波器成本,许多系统都 已受益于这种方法。

 

电源设计经验谈 9:估算表面贴装半导体的温升 过去估算半导体温升十分简单。您只 需计算出组件的功耗,然后采用冷却电路 电模拟即可确定所需散热片的类型。现在 出于对尺寸和成本因素的考虑,人们渴望 能够去除散热片,这就使得这一问题复杂 化了。贴装在散热增强型封装中的半导体 要求电路板能够起到散热片的作用,并提 供所有必需的冷却功能。如图 1 所示, 热量经过一块金属贴装片和封装流入印 刷线路板 (PWB)。然后,热量由侧面流经 PWB 线迹,并通过自然对流经电路板表 面扩散到周围的环境中。影响裸片温升的 重要因素是 PWB 中的铜含量以及用于 对流导热的表面面积。 半导体产品说明书通常会列出某种 PWB 结构下结点至周围环境的热阻。这 就是说,设计人员只需将这种热阻乘以功 耗,便可计算出温升情况。但是,如果设 计并没有具体的结构,或者如果需要进一 步降低热阻,那么就会出现许多问题。 图 2 所示为热流问题的简化电模拟, 我们可据此深入分析。IC 电源由电流源 表示,而热阻则由电阻表示。在各电压下 对该电路求解,其提供了对温度的模拟。 从结点至贴装面存在热阻,同时遍布于电 路板的横向电阻和电路板表面至周围环 境的电阻共同形成一个梯形网络。这种模 型假设 1)电路板为垂直安装,2)无强制对 流或辐射制冷,所有热流均出现在电路板 的铜中,3)在电路板两侧几乎没有温差。

 

 

3 所示为增加 PWB 中的铜含量 对提高热阻的影响。将 1.4 mils 铜(双面, 半盎司)增加到 8.4 mils(4 层,1.5 盎司), 就有可能将热阻提高 3 倍。图中两条曲 线:一条表示热流进入电路板、直径为 0.2 英寸的小尺寸封装;另一条表示热流进入 电路板、直径为 0.4 英寸的大尺寸封装。 这两条曲线均适用于 9 平方英寸的 PWB。这两条曲线均同标称数据紧密相关, 同时都有助于估算改变产品说明书电路 板结构所产生的影响。但是使用这一数据 时需要多加谨慎,其假设 9 平方英寸 PWB 内没有其他功耗,而实际上并非如 此。

 

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